2009年2月西安電子科技大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)Feb.2009第36卷第1期JOURNAL OF XIDIAN UNIVERSITYVoL 36 No. 1無線網(wǎng)絡(luò)中的一種異步差分空時協(xié)作方案季彥呈,高洋,葛建華(西安電子科技大學(xué)綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)宣,陜西西安710071)摘要:為了去除協(xié)作用戶間異步發(fā)送所產(chǎn)生的影響,降低接收端的系統(tǒng)復(fù)雜度,提出了一種在異步情況下仍可以實(shí)現(xiàn)差分空時協(xié)作的方案,將BPSK的信惠符號分成兩部分,分別在I路和Q路上進(jìn)行差分調(diào)制,再進(jìn)行 TR-STBC的編碼,接收爝對信號進(jìn)行類似差分STBC的譯碼,譯碼的IQ兩路分別是互不重疊的兩部分信號,從而去除了異步所產(chǎn)生的干擾,誤碼率分析和系統(tǒng)仿真結(jié)果表明,該方案在異步情況下仍可獲得協(xié)作的分集增益關(guān)鑣詞:協(xié)作分集;選擇中繼協(xié)議;差分空時分組碼;時間反轉(zhuǎn)空時分組碼中圖分類號:TN925+,3文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A文章編號:1001-2400(2009)01-007406Asynchronous differential space-time cooperative communicationswireless networksJI Yan-cheng, GAo Yang, GE Jian-hua(State Key Lab. of Integrated Service Networks, Xidian Univ, Xi'an 710071, China)Abstract: In order to mitigate the effect of asynchronism between users and reduce the complexity of thereceiver,an asynchronous differential space- time cooperation scheme is presented. Binary phase-shiftkeying(BPSK) information symbols are divided into two parts and differential-modulated on the inphaseaxis (I axis) and quadrature-phase axis (Q axis)respectively, and then coded with the time-reversalspace-time block code (TR-STBC ) The receiver decodes the signal with the similar methoddifferential space-time block code (DSTBC), and the decoded signals on the I axis and Q axis are twoseparate parts of the transmit signal without the asynchronous effect, Through the analysis andmulation of the BER, we demonstrate that the scheme can still achieve cooperative diversity in anasynchronous condition.Key Words: cooperation diversity selection relaying protocol; differential space-time block code; time-reversal space-time block code協(xié)作分集是一種虛擬MMO技術(shù),它最初是由 Laneman和 Wornell提出的,他們提出了放大前傳(AF)和譯碼前傳(DF)兩種協(xié)作分集協(xié)議{.空時分組碼由于能有效提高傳輸可靠性及譯碼的線性復(fù)雜度而備受關(guān)注,所以在協(xié)作分集中的應(yīng)用也研究的比較多叮.但現(xiàn)在大部分空時協(xié)作的研究都是假設(shè)協(xié)作節(jié)點(diǎn)間是完全同步的,而在實(shí)際系統(tǒng)特別是單載波系統(tǒng)中,節(jié)點(diǎn)間達(dá)到完全同步幾乎是不可能的,所以有必要研究異步空時協(xié)作,在平坦衰落信道下,運(yùn)用差分可以在不知道信道狀態(tài)(CSI)的情況下譯碼,從而降低系統(tǒng)復(fù)雜度,文獻(xiàn)[3]中給出了無線傳感器網(wǎng)絡(luò)中一種抗異步STBC方案,但也指出了一般 DSTBC在異步下不能應(yīng)用.文獻(xiàn)[5]中利用線性預(yù)測的方法來抵消異步所產(chǎn)生的干擾,但其運(yùn)算復(fù)雜,不能套用于差分空時碼,而且根據(jù)所給仿真圖可以看出其性能并不是很好筆者在文獻(xiàn)[6]中所給空時編碼的基礎(chǔ)上,提出了一種異步差分空時協(xié)作方案在此方案下,當(dāng)節(jié)點(diǎn)間信道較好時,可以在信道時延相差整數(shù)倍的情況下仍獲得收稿日期:2007-12-31基金項(xiàng)目:國家“863”計(jì)劃資助(2006AA012270)廣東省國家自然基金委聯(lián)合基金資助(U0635003)陜西省自然科學(xué)基金項(xiàng)目資助(2007Fo7者簡介:季彥呈(1982),男,西安電子科技大學(xué)博士研究生,E-mail;xjyc@163.com第1期季彥呈等:無線網(wǎng)絡(luò)中的一種異步差分空時協(xié)作方計(jì)問攝稱個確量權(quán)建整的點(diǎn)本方來可以解決文椒勻中傳基的1系統(tǒng)模型在本文中考慮的是單中繼信道.假設(shè)源S和中繼R在相同的頻帶上發(fā)送和接收信號,并且它們是半雙工的,這種假設(shè)較符合實(shí)際.文中采用的時分多址方案如圖1所示.在時隙1S向R發(fā)送數(shù)據(jù)在時隙2,S與R一起采用空時編碼向目的節(jié)點(diǎn)D發(fā)送數(shù)據(jù)假設(shè)S到R的信道為hsRR到D的信道為hDS到D的信道為hs,而圖1兩用戶協(xié)作的且各信道間是相互獨(dú)立的,而且各信道是平坦衰落的,它們在協(xié)作的兩個時TDMA方案隙內(nèi)是準(zhǔn)靜態(tài)的假設(shè)每個時隙傳送的符號數(shù)為L,則整個時隙傳送符號數(shù)為2L通過上面一系列的假設(shè)給出了離散時間模型第一時隙R接收到S的信號r2(n)以及第二時隙D接收到的信號r4(n)分別為r2(n)=hsgx1(n)+N2(n),n=1,2,…,L,(1)ra(n)=hs, p,(n)+hRdI2 (n)+N,(n), n=L+l, 2,",2L(2)其中x1(n)和x(n)分別是S和R在第n個時間間隔內(nèi)所發(fā)送的信號h…,,(aj∈{S,R,D}分別表示節(jié)點(diǎn)i到節(jié)點(diǎn)j之間信道的衰落系數(shù)它們滿足零均值復(fù)高斯隨機(jī)分布,由于在兩個時隙內(nèi)信道是不變的,所以我們將變量n省略N2(n)和N4(n)分別表示R和D接收到的高斯白噪聲及干擾,它們是獨(dú)立圓對稱的復(fù)高斯隨機(jī)變量,方差為,∈{R,D}對應(yīng)各條鏈路上的信噪比(如圖2系統(tǒng)模型圖2)定義為:Ys=E[hs|2]/a,=(EL|hs|2]+E|h|2])/,E[|hs。|]=E[|hl|2].ys,R表示S到R間信道的信噪比,%表示目的節(jié)點(diǎn)D接收信號的信噪比協(xié)作協(xié)議及差分空時分組碼采用的差分調(diào)制適用于兩節(jié)點(diǎn)的協(xié)作分集系統(tǒng),它可以看成是一種特殊的 DBPSK和 DSTBC以及時間反轉(zhuǎn)空時分組碼( TR-STBC)的結(jié)合在研究筆者所給差分方案之前,先來簡單的介紹筆者所采用的協(xié)議DF協(xié)議是指中繼譯出信源發(fā)送的碼字,然后將譯出的碼字重新進(jìn)行編碼傳送筆者所采用的SR協(xié)議是在DF協(xié)議基礎(chǔ)上加上CRC檢測,當(dāng)用戶間信道較差時,中繼譯碼錯誤較多,對整個系統(tǒng)的影響較大,因此采用CRC進(jìn)行檢測,如果檢測錯誤,則R不參與中繼2.1差分空時分組碼編碼在本方案中S的信息采用BPSK調(diào)制,假設(shè)信息經(jīng)過了CRC編碼,BPSK調(diào)制后,S的信息為b1(n),=1,2,…,L-2在時隙1,源S首先對發(fā)送信息進(jìn)行 DBPSK調(diào)制中繼R在時隙1對S的信息進(jìn)行DBPSK解調(diào)然后對解調(diào)數(shù)據(jù)進(jìn)行CRC檢測,如果檢測錯誤則R不進(jìn)行中繼,如果檢測正確則進(jìn)行隨后的空時編碼在進(jìn)行空時編碼前,首先將信息的奇數(shù)位和偶數(shù)位進(jìn)行區(qū)分,其中奇數(shù)位在I路上調(diào)制偶數(shù)位在Q路上調(diào)制,可以分別表示為b1(2k-1)和j(2k),(k=1,2,…,L/2-1),然后將兩路信息分別進(jìn)行如下的差分調(diào)制:團(tuán)←團(tuán)加門51(k+1)=b1(k-1)51(2k-1),k=1,2,…,L/2-151(k+2)=j(2k)51(2k),k=1,2,…,L/2-1圖3 TR-STBC的發(fā)送框圖其中51(1)=51(2)=1是差分編碼的參考位通過式(3)可以看到經(jīng)過差分編碼后奇數(shù)位數(shù)據(jù)仍然在BPSK的星座點(diǎn)上,而偶數(shù)位數(shù)據(jù)則在QPSK的星座點(diǎn)上76西安電子科技大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版)第36卷在進(jìn)行完上述差分編碼后再將碼字進(jìn)行 TR-STBO編碼,如圖3所示,假設(shè)=51(2k+1),k=0,1,L/2-1,sm=51(2k),k=1,2,…,L/2.圖中J是/2×L/2的時間反轉(zhuǎn)矩陣,它的反對角線上全是1,其余的都是0.為了消除編碼塊之間的干擾,在塊與塊之間添加全零前綴ZP,而且全零前綴的長度z要大于S到D與S經(jīng)R到D的信道延時差22差分空時分組碼譯碼在進(jìn)行完協(xié)作編碼后,來研究目的節(jié)點(diǎn)異步情況下的譯碼方法圖4給出了在異步情況下的數(shù)據(jù)接收格式譯碼時,將接收到的信號對稱的前后組成一組空時碼,然后對組成的相鄰兩組空時碼進(jìn)行差分譯碼由于中繼分了兩種情況,也將分兩種情況進(jìn)行討論假設(shè)S到D與R到D的信道間延時差為d則接收到的數(shù)據(jù)總長度為M=L+z+dM·L+dka料a-Daa晶4(2x4(4NLa) zP KAuL(k241)a24+(2k+2)2)|41(2k+2)圖4接收信號的結(jié)構(gòu)在CRC檢測正確的情況下,D接收的數(shù)據(jù)為r(k)=hD51(2k-2d-1)+hs.D51(2k)+v(k)ra(M-k+1)=-hRDS'(2k)+hs.,(2k-2d-1)+w(M-k+1)對式(3),(4)進(jìn)行如下處理:g2(k)=r:(k+1)r(k)十r(M一k十1)r4(M一k)=lhs|2[s1(2k-2d+1)s:(2k-2d-1)+s1(2k+2)s:(2k)]+h.D|2[s1(2k-2d+1)(2k-2d-1)+51(2k+2)s(2k)]+I+n。=hsD[b1(2k-2d+1)+j(2k+2)]h,。|[b1(2k-2d+1)+西1(2k+2)]+I+n,其中n。為經(jīng)處理后含噪聲的項(xiàng),I=hDh3,D[s1(2k-2d+1)s:'(2k)-s1(2k-2d+1)'(2k)](6)hsDh.D[s1(2+2)51(2k-2d-1)-51(2k+2)s(2k-2d-1)]通過上面的推到我們可以看到如果中繼能夠正確的譯碼,即1=51,b1=b1,則I=0,式(6)可以化簡為g2(k)=(|hs|2+|ho|2)[b1(2k-2d+1)+j1(2k+2)]+n因?yàn)閎1(2k-2d+1)與j1(2k+2)分別在I軸與Q軸上,可以通過分別討論g2(k)的實(shí)部與虛部來獲得譯碼.因此可以得到下面的譯碼規(guī)則:b1(2k-2d+1)=,Re:(k)]>0,b(2k+2)=1,mg(k)]>0其他0,其他注意到式(7)中的差分譯碼與文獻(xiàn)[4]中的 DSTBC檢測很類似,不同的是式(7)中存在更多的噪聲,而且每個復(fù)數(shù)表示不同的兩個軸上的符號通過上面的推導(dǎo)可以看出,如果中繼能夠正確的譯碼,在目的節(jié)點(diǎn)每個符號都有二階的分集因此當(dāng)S到R的信道較好時,整個系統(tǒng)性能會由于空間分集而得到提高在CRC檢測錯誤的情況下,中繼R將不進(jìn)行中繼此時對于接收端的譯碼不需進(jìn)行任何改變,可以認(rèn)為hD=0,則式(7)可以寫成g2(k)=hs|[b2(2k-2d+1)+j(2k+2)]+n由式(8)可以看到,無論協(xié)作節(jié)點(diǎn)的信道有多差,接收端都可以獲得一條鏈路上的性能但會引人較多的第1期季彥呈等:無線網(wǎng)絡(luò)中的一種異步差分空時協(xié)作方案3誤碼率分析假設(shè)CRC檢測出的錯誤概率為PcRc,則中繼參加協(xié)作的概率為1-Pcxc,CRC檢測正確,則默認(rèn)該數(shù)據(jù)塊內(nèi)所有的數(shù)據(jù)都是正確的,通過推導(dǎo)可得(見附錄)Pm-1-()[+假設(shè)中繼參加協(xié)作時接收端的誤碼率為Pa,中繼未參加協(xié)作時接收端的誤碼率為P。根據(jù)上面的假設(shè)可以看到整個系統(tǒng)誤碼率可以寫成如下的表達(dá)式P= Pcrc Pne+(1- PcRc)P(10)R參加中繼和不參加中繼的誤碼率可以分別寫成如下形式(見附錄):Ps=[1-(%n/(%b+8))2(%+12)/(yb+8))]/2(11)Pa。=[1-(%/(%+8))12]/2(12)將式(9),(11),(12)代入式(10)得到整個系統(tǒng)的誤碼率為P-[-(x)"]()x1)”[+立1仿真結(jié)果及性能分析本節(jié)中對該方案與無協(xié)作的 DBPSK,異步 DSTBC以及文獻(xiàn)[5]中的線性預(yù)測異步STBC進(jìn)行了比較般的 DSTBC由于不能從單路數(shù)據(jù)中譯碼,所以采用了DF協(xié)議.仿真中 DBPSK的發(fā)送功率和兩節(jié)點(diǎn)協(xié)作發(fā)送功率一致假設(shè)幀長是100,CRC冗余為12源S到中繼R的信道以及中繼R到目的端D的信道是瑞利塊衰落信道,即在一幀內(nèi)信道假設(shè)是不變的,而在下一幀信道才變化.采用BPSK調(diào)制假設(shè)S到D與S到R到D間的信道時延差為5,ZP的長度為10.首先令S到R間的信噪比ysg=20dB,研究各方案在目的節(jié)點(diǎn)不同信噪比下的性能,如圖5所示,一般的 DSTBC在異步錯位情況下性能較差,釆用線性預(yù)測的異步STBC性能也不太好,筆者所提方案在異步情況下仍然有2階的分集增益,圖中理論推導(dǎo)值在低信噪比時與實(shí)際仿真有一定差別,主要是由于理論推導(dǎo)時,省略了噪聲乘積對系統(tǒng)的影響,而該乘積在低信噪比時對系統(tǒng)性能影響相對較大.在用戶到目的點(diǎn)信噪比較小時,協(xié)作要比直傳性能差,這主要是因?yàn)槊總€協(xié)作用戶發(fā)送能量是直傳的一半,從而使協(xié)作時的實(shí)際信噪比要比直傳低,所以協(xié)作要比直傳性能差.圖6是在y=20dB時,研究》與系統(tǒng)誤比特率的關(guān)系從圖中看到y(tǒng),<13dB時協(xié)作比不協(xié)作的性能要差.這主要是由于協(xié)作節(jié)點(diǎn)間信道較差時,R不參與協(xié)作的情況較多,即只有S發(fā)送信號,且S的功率是直傳時發(fā)送功率的一半,所以此時性能要比直傳差10°4無協(xié)作DBPS一理論線性預(yù)測異步sTBc一無協(xié)作 DBPSKSR-I線性預(yù)測異步STBc圖5%6g=20dB時,各方蒙的誤碼性能圖6y。=20dB時,各方隸的誤碼率性能78西安電于科技大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版)第36暮5結(jié)束語實(shí)際系統(tǒng)中,發(fā)射節(jié)點(diǎn)間達(dá)到完全同步幾乎是不可能的,而一般的 DSTBC在異步錯位情況下性能較差,筆者給出的異步差分空時協(xié)作方案,克服了一般 DSTBC在異步錯位情況下性能較差的缺點(diǎn),解決了文獻(xiàn)[3]中一般 DSTBO不能用于異步協(xié)作的問題在發(fā)射節(jié)點(diǎn)間信道較好的情況下,系統(tǒng)可以獲得2階的分集度由于無需信道估計(jì)其復(fù)雜度降低,所以該方案可以用在無線傳感器網(wǎng)絡(luò)中以提高能量效率及穩(wěn)定性,節(jié)省的功耗可以用于其它提高通信質(zhì)量的方案1參考文獻(xiàn):[1] Laneman J N, Wornell G W. 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Study of Neighborhood Discovery and Link Quality Estimation in WSNs [J].niversity(Natural Science), 2007, 34(2): 181-186附錄A.CRC檢測出錯的概率在推導(dǎo)CRC檢測的概率時,假設(shè)如果CRC檢測正確,則默認(rèn)該數(shù)據(jù)塊內(nèi)所有的數(shù)據(jù)都是正確的時隙1,S到R采用 DBPSK調(diào)制,其錯誤概率為Ps=exp(》)/2.假設(shè)進(jìn)行CRC編碼的數(shù)據(jù)長度為L,則PcRc =1-(1-PDBPsK )-=1-(1-exp(-y)/2)其中γ的概率密度函數(shù)為戶()=(1/7)exp(-y/),其中y=ELh|21/=g2.所以,可以得到:Pm=[1-(1-exp(-m)/2)2](exp(-y/)/)dy根據(jù)文獻(xiàn)[6]中的推導(dǎo),可以得到CRC檢測出錯誤的概率為PL+1-lL+1/yRB.R參加協(xié)作的概率第1期季彥呈等:無線網(wǎng)絡(luò)中的一種異步差分空時協(xié)作方蒙當(dāng)R參加中繼,經(jīng)處理的接收端信號如式(5),將式(5)展開可得g2(k)=(hs|2+|h。{2)+h[s1(2k-2d+1)w(k)-s(2k)v(M一k)+vDs(2k-2d-1)v4(k+1)-vD1(2k+2)(M一k+1)]+h,D[s,(2k+2)wi(k)+si(2k-2d-1)wi(M-k)+Us. Ds(2k)w(k+1)+vsD51(2k-2d+1)v(M一k+1)]+v(k+1)w(k)+(M一k+1)v(M一k)其中β=b1(2k-2d+1)+j(2k+2),v。=hD/hD,四D=hs/hs,上式中的最后兩項(xiàng)的噪聲乘積在大信噪比下對系統(tǒng)性能影響較小。,可以忽略不計(jì)根據(jù)文獻(xiàn)[10]定義下面的變量X=hs.p, X,=hR.pY1=hsDB+s1(2k+2)w(k)+51(2k-2d-1)v4(M一k)十vS D s, (2k)w (k+1)+vs D S:(2k- 2d+1)w (M-k+1)Y=hR.DP+s,(2k-2d+1)w(k)-s,(2k)W (M-k)+v,D51(2k-2d-1)v(k+1)-vbs’(2k+2)w(M一k+1)根據(jù)上面可得g2(k)=XY+X2Y2,其中,EX1X2]=EY1Y2]=EXY]=EX2Y]=0,mnEXX]=EX2x]=1,=ELh3b|2]/+Eh,2]/=2/,mn=EYY]=EY2Y]=2+8/7b,mn=EXY]=EX2Y]=22,EXY2]=EXY]=0,所以(X1,Y1)和(X2,Y2)是成對獨(dú)立同分布的零均值相關(guān)復(fù)高斯隨機(jī)變量現(xiàn)在的問題與文獻(xiàn)[9,App.C]和文獻(xiàn)[10]中所解決的問題比較接近符號B可以認(rèn)為位于相對實(shí)軸順時旋轉(zhuǎn)r/4的QPSK的星座上因此P可以看作是g2(k)的相位位于x/4與5x/4之間的概率因?yàn)榈母怕拭芏群瘮?shù)P(的)是偶函數(shù),其錯誤概率可以表示成P=P(x≤0≤)=mPOd0+2J.P(d0(13)式(13)與QPSK在瑞利信道下的錯誤概率表達(dá)式相同:10,根據(jù)文獻(xiàn)[9]中QPSK的誤碼率分析及文獻(xiàn)[6]和文獻(xiàn)[10]中的推導(dǎo)可得P-[1-a2y2()(4=器門(14)其中N為信道個數(shù),當(dāng)R參加中繼時N為2,H=m。/(mnmn)2=(0/(%+4))2,對于本方案來說,接收端的誤碼率為1-(x+8)yb+12b+8C.R不參加協(xié)作的概率當(dāng)R不參與中繼,經(jīng)處理的接收端信號如式(8),將式(8)展開得g2(k)=|hsb|2+hs.[s1(2k+2)w(k)+s(2k-2d-1)l(M一k)+vp(2k)4(k+1)+vsD51(2k-2d+1)4(M一k+1)]+w(k+1)v(k)+v4(M一+1)(M一k),其中β=b1(2k-2d+1)+j(2k+2),vD=hsD/hsD定義XI =hs. DYI=hs. pP+si(2k+2)w,(k)+s, (2k-2d- 1)w(M-k)+vsbs1(2)v4(k+1)+vD(2k-2d+1)w(M一k+1)根據(jù)上面定義可得g2(k)=X1Y1,其中mn=E[x1X]=1,m,=E[X1Y1]=22,當(dāng)R不參與協(xié)作時,只有S發(fā)送信號,與協(xié)作時比,信噪比%減為一半且N4=1,此時y=ELhs|2]/+E[|h|2]/=1/d=0/2,mn=EY1Yi]=2+8/7,所以(X1,Y1)是成對零均值相關(guān)復(fù)高斯隨機(jī)變量,互相關(guān)系數(shù)H=mn/(mmy)=(b/(%+4)12,將其代人式(14)可得P-=2(1-(+8))(編輯:高西全)