種新的迭代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)算法黃炳剛周志杰邱國(guó)防(解放軍理工大學(xué)通信工程學(xué)院,江蘇南京210007摘要:針對(duì)快衰落信道,提出了Tuto碼與塊差分空時(shí)調(diào)制( BDSTM)串行級(jí)聯(lián)的差分空時(shí)設(shè)計(jì)方案,并以該設(shè)計(jì)方案為基礎(chǔ),提出了一種新的迭代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)(IDF-DSTD)算法。該算法實(shí)現(xiàn)了具有軟輸入軟輸出的判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)( SISO DE-DD),一方面在判決反饋線性濾波器中通過引入先驗(yàn)信息,提高了線性預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確性,另外, SISO DFDD與外側(cè) Turbo譯碼器之間通過邊信息的交換實(shí)現(xiàn)了迭代檢測(cè)與譯碼。仿真結(jié)果表明,在未知信道狀態(tài)信息(CS)的條件下,本文算法的誤碼性能接近已知CSI的相干檢測(cè),優(yōu)于判決反饋塊差分空時(shí)調(diào)制( DFBDSTM)約2dB。關(guān)鍵詞:差分空時(shí)調(diào)制;快衰落信道;判決反饋差分檢測(cè);軟輸入軟輸出中圖分類號(hào):TN9.3文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A文章編號(hào):1003-0530(2009)03-0341-06A Novel Iterative Decision Feedback Differential Space-TimeDetection AlgorithmHUANG Bing-gang ZHOU Zhi-jie QIU Guo-fangInstitute of Communications Engineering, PLA Univ of Sci. Tech., Nanjing 210007, China)Abstract: A concatenated decision feedback block differential space-time modulation scheme with turbo code is presented forpidly flat-fading channels. a novel iterative decision feedback differential space-time detection algorithm named IDF-DSTD is put for-ward to demodulate the proposed scheme. Within IDF-DSTD differential space-time detection with soft inputs and soft outputs is realizedand more accurate estimation is achieved by using a priori information in the decision feedback linear prediction filter. At the same timecombining iterative decoding and space-time detecting is carried out between SISO DF-DD and turbo decoder by exchanging extrinsic in-formation. Simulation results show that the performance of the proposed design is close to coherent detection and better than decisionfeedback block differential space-time modulation about 2dB without channel state information.Key words: differential space-time modulation; rapidly fading channels; decision feedback differential detecting; soft-input soft-1引言由于差分接收帶來的性能損失。但在快衰落信道條件下,相鄰兩個(gè)接收符號(hào)所經(jīng)歷的信道衰落由于時(shí)間選由于接收端和發(fā)送端都不需要知道信道的狀態(tài)信擇性衰落的影響變化較大,從而導(dǎo)致DSTM的性能急劇息(CS1),近年來,差分空時(shí)調(diào)制(DSTM)技術(shù)受到廣泛下降。為了減少信道快速變化對(duì)于DsTM的影響,文獻(xiàn)關(guān)注13。DSTM與傳統(tǒng)單天線差分調(diào)制DSK相似,[4】提出了基于判決反饋的差分檢測(cè)(DF-DD)算法,該利用前一個(gè)接收到的信號(hào)作為參考去解調(diào)當(dāng)前收到算法通過一個(gè)線性預(yù)測(cè)濾波器利用前面已解調(diào)的數(shù)據(jù)的信號(hào),接收端在未知CSI時(shí)可以獲得滿發(fā)射分集。來預(yù)測(cè)當(dāng)前的信道狀態(tài),用于解調(diào)新收到的數(shù)據(jù),從而DSTM雖然可以進(jìn)行低復(fù)雜度的差分接收,但與接收端有效地降低了由于信道衰落變化帶來的系統(tǒng)性能下已知CSI的相干接收相比有3dB的功率損失。文獻(xiàn)降。最近,文獻(xiàn)[5]提出了一種應(yīng)用于快衰落信道的塊[7]將DSTM與信道編碼串行級(jí)聯(lián),提供了額外的編碼差分空時(shí)調(diào)制( BDSTM)方案。文獻(xiàn)[6]利用判決反饋增益,在時(shí)域相關(guān)衰落信道中其性能接近相干檢測(cè)。差分檢測(cè)(DF-DD)算法有效地減少 BDSTM帶來的有文獻(xiàn)[8]提出了一種采用兩個(gè)DSTM并行級(jí)聯(lián)的差分效衰落帶寬擴(kuò)展。采用DFDD的差分空時(shí)設(shè)計(jì)方案,空時(shí)設(shè)計(jì)方案,接收端通過迭代算法能夠較好的補(bǔ)償接收端必須預(yù)先獲知信道衰減以及加性噪聲的二階統(tǒng)收稿日期:2007年7月19日;修回日期:2007年12月20日342信號(hào)處理第25卷計(jì)量,當(dāng)發(fā)射天線數(shù)目較多時(shí),不可避免會(huì)由于線性預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確性帶來系統(tǒng)性能的損失。文獻(xiàn)[12,13,14]提3串行級(jí)聯(lián)差分空時(shí)設(shè)計(jì)出了各種信道編碼與空時(shí)調(diào)制結(jié)合的空時(shí)調(diào)制方案,以Turo碼”為外碼,塊差分空時(shí)調(diào)制( BDSTM)31接收端通過聯(lián)合處理使得空時(shí)調(diào)制獲得接近最優(yōu)ML為內(nèi)碼,本文提出圖1所示的串行級(jí)聯(lián)差分空時(shí)設(shè)計(jì)方檢測(cè)的性能案(由于接收端采用判決反饋差分檢測(cè)(DFDD)),這為了進(jìn)一步提高DSTM在快衰落信道條件下的性里我們稱該方案為( Turbo- DFBDSTM)能,本文針對(duì)平坦快衰落信道提出Tubo碼與 BDSTMBDSTM串行級(jí)聯(lián)的差分空時(shí)設(shè)計(jì)方案,充分利用Turo碼的優(yōu)比特輸人越性能提高判決反饋線性濾波器預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確性,構(gòu)造Tuho編碼交織∏具有軟輸入軟輸出的DF-DD檢測(cè)器,實(shí)現(xiàn) Turbo譯碼與DFDD之間的迭代檢測(cè)與譯碼圖! Turbo級(jí)聯(lián)塊差分空時(shí)調(diào)制Fig. 1 Concatenated block differential space-time modulation2信道模型with turbo code輸入比特首先進(jìn)行 Turbo編碼,經(jīng)交織后送入由考查一個(gè)由M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線組成的DSTM和列交織模塊組成的塊差分空時(shí)調(diào)制器(BD無線通信系統(tǒng)信道為時(shí)變平坦瑞利衰落信道。第k個(gè)sM)5,最后由M個(gè)發(fā)射天線輸出。Tubo碼的采用符號(hào)周期,令s[k]為第i個(gè)天線上的發(fā)射信號(hào),b[k]不僅可以提供編碼增益,而且其編碼結(jié)構(gòu)中位于兩個(gè)為發(fā)射天線i與接收天線j間的信道衰落系數(shù),w[k]為接收天線j上的加性噪聲,各接收天線上的加性噪聲遞歸系統(tǒng)卷積編碼器(RSC)之間的交織器可以有效地是獨(dú)立同分布的復(fù)高斯隨機(jī)變量,服從cN(0,3)分降低多頻勒頻移。DSTM的輸入是M-1個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)布均值為0,方差為a2。不同收發(fā)天線對(duì)間的信道衰b,n=2…,N所組成的數(shù)據(jù)幀每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)由R個(gè)落系數(shù)hn[k]=1…,=1,…,M相互獨(dú)立,服從比特構(gòu)成。輸入數(shù)據(jù)在DsTM內(nèi)經(jīng)空時(shí)映射后進(jìn)行差cN(0,1)分布,相關(guān)性由下式描述:分編碼并輸出矩陣序列S[n],n=1,…,N,其中S1為E{k]4:[}=d(-68(n-)6(m-)(1)參考信號(hào)。DSTM編碼后的矩陣序列送入列交織器,列交織器對(duì)矩陣序列S[n],n=1,…,N,進(jìn)行列交織,得其中E是求數(shù)學(xué)期望(A)”表示A的共軛采用到新的矩陣序列S[k],4k=1,…,M,按順序由發(fā)射天線Jakes衰落模型:發(fā)送出去。d(k-k)=J0(2丌(k"-k)/T)(2)DSTM傳輸開始時(shí),發(fā)送參考信號(hào)S[1]=l,其中其中()為第一類的0級(jí)Bse函數(shù),f為最大多頻n為MxM的單位陣。對(duì)于經(jīng)Tuho編碼后由R個(gè)比勒頻移,為發(fā)送符號(hào)周期。對(duì)于準(zhǔn)靜態(tài)信道我們假特構(gòu)成的數(shù)據(jù)b,b,∈10,,2-1,n=2,,N,首設(shè)在LxT內(nèi),信道的衰落保持不變先映射為大小為MxM的矩陣信號(hào)GG.∈9無G1G"G1=GG"=l,l=0,1,…,L-1},信號(hào)星座9的d(k'-k)=LL」LL(3)大小L=22,由此系統(tǒng)的空時(shí)碼率為 R/M bits/ channel信號(hào)矩陣S[n]由下式差分編碼得到:由此接收天線j上的接收信號(hào)k]可以表示為S[n]=S[n-1]G.,n=2,…,N這里我們采用 Abelian酉循環(huán)組碼2作為信號(hào)星[k]=∑b[k]s[k]+w[k]座,所有的碼字矩陣都為對(duì)角陣:其中ρ為接收天線上的平均信噪比。T。個(gè)符號(hào)周期內(nèi)G1=G,l=0,1,,L-1(7的接收信號(hào)可以表示矩陣形式:其中R[n]=phin]s[n]+w[n]其中n為符號(hào)塊序號(hào),R[n]是大小為N×T的接收信0號(hào)矩陣,S[n]是大小為MxTB的發(fā)送信號(hào)矩陣,W[n]0(8)是大小為NxT的加性噪聲矩陣,H[n]是大小為Nx第3期種新的迭代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)算法343Hn∈10,1…,L-1},m=0,…,Mhn[(l-1)N+n]≈h[(l-1)N+n-1](16)基于最大化分集積準(zhǔn)則,對(duì)角參數(shù)p1……Hn滿足:其中j=1,2,…,N,l=1,2,…,M,n=1,2,…,N,。時(shí)變快衰落信道條件下,條件(16)更容易滿足。Iu,m,w= arg max min I sin( u, U/L)0≤H14Hw5L-1c1…,L-111m(9)4選代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)經(jīng)(6)式差分編碼后的對(duì)角陣S[n],若按列由對(duì)以圖1所示空時(shí)設(shè)計(jì)方案為基礎(chǔ),本文提出由具應(yīng)的天線連續(xù)發(fā)送出去,每個(gè)符號(hào)周期內(nèi)只有一個(gè)天有軟輸入軟輸出的判決反饋差分檢測(cè)器( SISO DF-DD)線上有信號(hào)發(fā)出第l個(gè)符號(hào)周期由第個(gè)天線發(fā)送的與 Turbo譯碼器級(jí)聯(lián)組成的迭代判決反饋差分空時(shí)檢信號(hào)為:測(cè)結(jié)構(gòu)( IDF-DSTD),如圖2所示。 SISO DF-DD與Turs,[(n-1)M+1]=(S[n])a(10bo譯碼器之間通過交換邊信息作為先驗(yàn)信息,從而實(shí)其中,=1,2,…M,n=1,2,…,N。接收信號(hào)矩陣現(xiàn)迭代檢測(cè)與譯碼R[n]由第l個(gè)符號(hào)周期內(nèi)第j個(gè)接收天線上收到的信進(jìn)行第一次迭代運(yùn)算時(shí),令 SISO DF-DD獲得的關(guān)號(hào)重構(gòu)于判決變量b(i)的先驗(yàn)信息LC(b(i)為0,同時(shí)計(jì)算(R[n])n=r[(n-1)M+l](11)輸出其對(duì)數(shù)似然比(LLR)L(b(i),經(jīng)交織后提供給其中j=1,2,…,N,l=1,2,…,M,n=1,2,…,N,。發(fā)送Tubo譯碼器作為先驗(yàn)信息l(b(i)計(jì)算得到新的對(duì)數(shù)據(jù)b的最大似然估計(jì)為數(shù)似然比l(b(i)。為了減少兩個(gè)譯碼器間的相關(guān)b,=arg min R[n]-R[n-1]G . f性, Turbo譯碼器計(jì)算得到的LLR傳遞給 SISO DF-DDb∈|0,1…,L-1i作為先驗(yàn)信息進(jìn)行檢測(cè)時(shí)需要從L(b,(i)減去的先armi(R(n])-(Rn-1)(e2m)驗(yàn)信息L(b、()。sDFD得到該先驗(yàn)信息后重新計(jì)算關(guān)于判決變量bn(i)的對(duì)數(shù)似然比。重復(fù)該過(12)程直到滿足要求為止,迭代運(yùn)算后,第n’個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)內(nèi)其中·‖,表示求 Frobenius范數(shù)。由(12)式可見,關(guān)于第i個(gè)比特的判決為DSTM將(R[n-1])作為(R[n])的參考信號(hào),將個(gè)未知CSl的信號(hào)傳輸轉(zhuǎn)變?yōu)橐粋€(gè)已知CS的信號(hào)傳L.(b()Turbo譯碼輸?？梢钥闯鰴z測(cè)t=[(n-1)M+1]T時(shí)的接收信號(hào)DE-DDA(b. o要用t=[(n-2)M+1]T時(shí)接收到的信號(hào)作為參考這就要求信道條件在M個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持不變。時(shí)變衰落信道條件下,尤其是發(fā)送天線數(shù)目M較大時(shí),時(shí)刻L,(b,oo)L(b O)和t的信道衰落h[(n-1)M+和h2[(n-2)M+圖2迭代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)Fig 2 Iterative decision feedback differential space-time detection門]可能完全不相關(guān),由此導(dǎo)致DSTM的性能下降。為了解決該問題,對(duì)差分編碼后的矩陣序列S[n],n=1,…,1,A(b(i))≥0b, (i)=(17)N在時(shí)間域內(nèi)按列進(jìn)行交織3:0,A(b(i))<0(13)上述迭代過程可以看成差分空時(shí)檢測(cè)與信道譯碼其中i=1,2,…,M,l=1,2,…,M,n=1,2,…,N,。首先的聯(lián)合檢測(cè)與譯碼。由于 Turbo碼的譯碼方式在很多依次發(fā)送所有信號(hào)矩陣Sn],n=1,,,的第一列然文獻(xiàn)當(dāng)中都有很詳細(xì)的描述6,這里不再重復(fù)。下后發(fā)送所有信號(hào)矩陣的第二列,以此類推,直到在該幀面描述軟輸入軟輸出的判決反饋差分檢測(cè)器( SISO DE所有信號(hào)矩陣的最后一列數(shù)據(jù)發(fā)送出去。接收端通過DD)的構(gòu)造。解交織后重構(gòu)接收信號(hào)矩陣R[n]4.1具有軟輸出的判決反饋差分檢測(cè)(R,A=[(L-1)N,+n(14)圖2中 Turbo譯碼器為了能進(jìn)行迭代譯碼,SlSO其中j=1,2,…,N,l=1,2,…,M,n=1,2,…,N,。通過DFDD必須向其輸出判決變量的軟信息對(duì)數(shù)似然比。(13)式和(14)式將信號(hào)R[n-1]作為R[n]的參考信令接收矩陣序列為R=[R[1],R[2],…,R[N,]],相號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道系數(shù)要求由應(yīng)的發(fā)送矩陣序列為S=[S[1],S[2],…,S[N,],Slh[(n-1)M+l]≈h[(n-2)M+1](15) SO DF-DD中第n個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)b,的第i個(gè)比特的后驗(yàn)344信號(hào)處理第25卷L(bn(i))=A(b、(i)=lnP(b(i)=0/R)(18)DD的先驗(yàn)信息(24),給線性預(yù)測(cè)濾波器的輸入信號(hào)加P(6, (i=1iR)上一個(gè)表征準(zhǔn)確度的先驗(yàn)概率,通過反復(fù)迭代提高預(yù)其中n=1…,N=1…R。對(duì)于圖1所示的差分調(diào)測(cè)的準(zhǔn)確度。將(2)式中的接收矩陣Rn]由判決反制結(jié)構(gòu),我們采用網(wǎng)格進(jìn)行描述,令S[n-1]為編碼器的當(dāng)前狀態(tài)當(dāng)狀態(tài)機(jī)的輸入為G,b∈10,1,饋線性預(yù)測(cè)濾波器的輸出R[n]替代預(yù)測(cè)方程為:1時(shí),根據(jù)(6)式差分編碼后編碼器進(jìn)入下一個(gè)狀態(tài)R[n]=P,R[n-q]S[n]。令A(yù)、)=={(S,):b(i)=q,S[n-1]=SR[n-q]=Rn-qGn,n≥0S[n]=S}為輸入為G時(shí)狀態(tài)由S'轉(zhuǎn)移至S所有可帶有先驗(yàn)信息的濾波器輸入由下式給出:能的b(i)=q的集合。利用貝葉斯準(zhǔn)則不難得到A(b,(i)ⅡG.mP2(b()=2),z∈1間0,1},q≥1Eest,S)eAs40) P(R, S[n-1]=S, S[n]=s)(9) Gb.Iw.ES SA, P(R, S[n-1]=S, S[n]=S)=0為了簡(jiǎn)化(19)式的計(jì)算,這里考慮采用運(yùn)算量比(26)較小的最大似然譯碼算法,(18)式的LLR變?yōu)?其中P2,q=0,…,Q-1是Q階線性預(yù)測(cè)濾波器的系數(shù)。P(Rbn(i)=1,∈|1,,R由于不同天線對(duì)之間的衰落特性統(tǒng)計(jì)獨(dú)立,預(yù)測(cè)誤差()少(Rb,(1)=0,∈1…,B/(20)相同,(25)式只需要一組濾波器系數(shù)。由于信號(hào)矩陣由此可以得到新的邊信息LLR:為對(duì)角陣,R[n]的元素(j,1)的線性預(yù)測(cè)可由下式表∑(S,s)eA,(ySs)示L, (b, (i))∑(S°,S)∈Ab.(i)=Y,(S, S)(Rn])=P,(R[n-q])2,其中:Y,(S, S)=P(R[]Is[n])(, P, (b, (i)=q)(RIn-qD),=(R[n-gD,(G,.)uq∈{0,1這里令p=(1,-P,…-P),通過(13)和未知CSI時(shí),(2)式中信號(hào)傳輸?shù)臈l件轉(zhuǎn)移概率P(14)的交織變換線性預(yù)測(cè)濾波器的實(shí)際輸入為:(R[n]IS[n])可由下式給出3(Rn)=(kn)()P(R[n]lS[n])2[(l-1)N,+n](Sn])a+i[(-1)N,+n]12(2+1)Re r[nR[n]5(23)(Rn-Q+1)=(R(n-Q+1)(G其中tr為求矩陣的跡,Re為取實(shí)部。進(jìn)行迭代運(yùn)算時(shí),(22)式中b(i)的先驗(yàn)概率Pn(b(i)由下式得=b[(l-1)N,+n-Q+1](S[n])a+w[(l-1)N+Q(28)到P (b, (i)=g)其中w[(1-1)N+q]與(4)式中的w[k]同分布預(yù)1/(1+expL2(bn(i)})測(cè)系數(shù)變?yōu)閔[(l-1)N,+n-q+1](S[n])a。按文2(b,()(1+exp12(b、(),y=/(24)獻(xiàn)[4]和[6]的方法,可以得到信道衰落加噪聲的自相關(guān)矩陣為SISO DF-DD的軟輸出由(21)式計(jì)算得到的邊信息給出,經(jīng)交織后給 Turbo譯碼器進(jìn)行譯碼運(yùn)算并輸出p(0)+a2p(1)新的邊信息(LR)。p(1)p(0)+a2…po(Q-1)4.2具有先驗(yàn)信息的判決反饋線性預(yù)測(cè)時(shí)變快衰落信道中采用DF-DD算法能夠極大地提高DSTM的性能“6。但判決反饋線性預(yù)測(cè)濾波器的p(Q)p(Q-1)…p(0)+a2準(zhǔn)確性直接限制了系統(tǒng)的性能提高。因此,我們這里第3期種新的迭代判決反饋差分空時(shí)檢測(cè)算法345和 Turbo-DSTM的性能急劇惡化,本文算法的性能基本不受影響。圖5中將Turt譯碼C自身迭代次數(shù)T與IlDSTD聯(lián)合迭代次數(shù)D對(duì)Q+1)x于系統(tǒng)性能的影響進(jìn)行0了比較。由圖可見,在同通過2和23)式我們構(gòu)造了具有軟輸人軟輸出等條件下,當(dāng)SNR≥10dB的判決反饋差分檢測(cè)器( SISO DF-DD),從而實(shí)現(xiàn)了差時(shí),提高 IDF-DSTD聯(lián)合分空時(shí)檢測(cè)與外側(cè)級(jí)聯(lián)譯碼器的迭代檢測(cè)與譯碼。根圖5選代次數(shù)對(duì)系統(tǒng)性能的影響迭代次數(shù)的對(duì)系統(tǒng)性能Fig. 5. The performance comparision據(jù)檢測(cè)結(jié)構(gòu),我們稱該算法為 IDF-DSTD( iterative deci提高要明顯好于單純提with different iterative timession feedback differential space-time detection)o高 Turbo譯碼迭代次數(shù)?？梢?通過級(jí)聯(lián)Turb編碼,系統(tǒng)不僅獲得了編碼增益,5性能仿真更為重要的是通過空時(shí)檢測(cè)與Tubo譯碼的迭代處理仿真計(jì)算時(shí),系統(tǒng)的基本仿真條件數(shù)據(jù)幀長(zhǎng)N,=提高了空時(shí)檢測(cè)性能。同時(shí)也注意到除了Tuo碼外,外側(cè)級(jí)聯(lián)編碼也可以采用其它可以產(chǎn)生可靠軟信21,第一個(gè)符號(hào)為參考符號(hào),有效數(shù)據(jù)幀長(zhǎng)20;接收天線數(shù)目N=1;空時(shí)碼率R/M=1;空時(shí)碼組采用文酰息的編譯碼方式。[2]表1所列循環(huán)酉空時(shí)組碼;映射方式為Gray映射;6結(jié)論Turbo編碼碼率5/6;判決反饋線性預(yù)測(cè)階數(shù)Q=4。圖3和圖4分別在發(fā)射天線M=2和4,fT=0.02針對(duì)平坦快衰落信道,本文利用 Turbo碼與BD和0.05,差分空時(shí)碼分別采用(4:1,3)和(16:1,3,5,7)兩STM串行級(jí)聯(lián),提出了差分空時(shí)設(shè)計(jì)方案 Turbo-DFBD組碼字2,對(duì)本文提出的采用 IDF-DSTD算法的TutoSTM,并以該差分設(shè)計(jì)為基礎(chǔ),提出了一種新的迭代判DFBDSTM差分空時(shí)設(shè)計(jì)方案的誤碼性能進(jìn)行了仿真,并決反饋差分空時(shí)檢測(cè)( IDF-DsTD)算法該算法構(gòu)造了具有軟輸入軟輸出的判決反饋差分檢測(cè)器( SISO DE與已知CSI的相干檢測(cè)( CSTBC)、判決反饋差分空時(shí)調(diào)制( DFDSTM)4、判決反饋塊差分空時(shí)調(diào)制(DFBDDD),通過最大似然譯碼算法獲得判決變量的對(duì)數(shù)似然STM)°以及并行級(jí)聯(lián)差分空時(shí)調(diào)制( Turbo-DSTM)3比,提供給Tubo譯碼器作為先驗(yàn)信息同時(shí)在判決反進(jìn)行了比較。饋線性濾波器中引入先驗(yàn)信息,提高了線性預(yù)測(cè)的準(zhǔn)確度。 SISO DF-DD與 Turbo譯碼器之間通過邊信息的交互實(shí)現(xiàn)了迭代檢測(cè)與譯碼。仿真結(jié)果表明,系統(tǒng)的誤碼性能接近于已知CSI的相干檢測(cè),優(yōu)于 DFBDSTM約2dB。時(shí)變快衰落信道條件下, IDF-DSTD算法能極堪大地改善DsM系統(tǒng)的性能。該算法的缺點(diǎn)是需要兩個(gè)迭代過程Tubo譯碼自身的迭代運(yùn)算以及 IDF-DSTDShRuB)聯(lián)合迭代,具有一定的譯碼復(fù)雜度和時(shí)延。圖3M=2和信道fT=0.02時(shí)圖4M=4和信T=0.05時(shí)系統(tǒng)的誤碼性能比系統(tǒng)的誤碼性能比較參考文獻(xiàn)ig. 3. The BER comparisionFig. 4. The BER comparism[1 Tarokh V, Jafarkhani H, and Calderbank A R Space-timewith M=2 and f,T=0. 02with M=2 and f,T=0block codes from orthogonal designs[ J]. IEEE Trans. Inf.當(dāng) Turbo譯碼算法自身迭代3次, SISO DF-DD與Theory,1999,45(5):1456-1467uo譯碼器之間聯(lián)合迭代6次后,由圖3和圖4可見[2]Hughes B L Differential space-time modulation[ J].IEEE在未知信道條件下,本文提出的基于 Turbo-DFBDSTMTrans.inf. Theory,2000,46(l1):2567-2578設(shè)計(jì)方案的 IDF-DSTD算法的誤碼性能接近已知CSI[3] Hochwald B M and Sweldens W. Differential unitary space-的 STBC,優(yōu)于 DFBDSTM約2dB。由圖3與圖4的比time modulation[J]. IEEE Trans. Commun., 2000, 48346信號(hào)處理第25卷[4 Schober R and Lampe L H J Noncoherent receivers for dif- 13 Stefanov A and Duman T. Turbo-coded modulation for sys-erentialspace-timemodulation[j].ieeetrans.com-tems with transmit and receive antenna diversity over blockmun.,2002,50(5):768-77ading channels: system model, decoding approaches and[5] L S, Wei G, Zhu J, et al. 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IEEE Trans. Com導(dǎo)師,主要從事通信信號(hào)處理以及通信網(wǎng)mun.,199644(10):1261-1271管理方面的研究工作。[10 Jakes W C. Microwave Mobile Communications[ M].Pisca-away, NJ: IEEE Press, 1993[11] Joachim H, Elke 0, and Lutz P Iterative Decoding of Bina-邱國(guó)防,男,1978年生于河南洛陽(yáng),解ry Block and Convolutional Codes[ J]. IEEE Trans. Inf放軍理工大學(xué)理學(xué)院講師,主要從事通信Theory,1996,42(2):429445信號(hào)處理方面的研究工作。[12 Benedetto S, Divsalar D, Montorsi G, et al. Serial concat-nation of interleaved codes: performance analysis, designand iterative decoding[ J]. IEEE Trans. Inf Theory, 199844(3):909-926.